正確偏置TL431獲得更好輸出阻抗

正確偏置TL431獲得更好輸出阻抗

眾所周知，TL431在開關電源(SMPS)回饋環路中是參考電壓。該器件結合了參考電壓與集電極開路誤差放大器，具有操作簡單和成本低廉等優點。雖然TL431已在業內被長期廣泛採用，但一些設計人員仍會忽略它的偏置電流，以致在無意間降低產品的最終性能。

TL431的簡化電路圖如圖1所示，圖中包括了驅動NPN 電晶體的參考電壓和誤差放大器，在該封閉的電源系統中，一部分輸出電壓一直與TL431的Vref(參考電壓)進行比較。



                                圖1 TL431等效電路圖



               圖2 SMPS簡化直流模型（不考慮輸入波動）

轉換器簡化直流模型如圖2所示，Vout與Vref通過受傳輸率影響的電阻分壓器進行比較，可得到輸出電壓的理論值為Vref/α。然而，整個增益鏈路和各種阻抗均會影響輸出電壓，如下式所示，其中每個希臘字母均表示一個增益，RSOL表示開環輸出阻抗。

Vout=(Vref-α×Vout) ×β×G- RSOL×Vout / RL                                                       (1)
Vout= Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL / RL)                                                             (2)

靜態誤差=Vref/α- Vout= Vref×(RSOL+ RL)/ [α×(RSOL+α×β×G×RL+RL)]        (3)

從式(3)中可看出，增大增益的值有助減小靜態誤差，提高輸出電壓精度。受增益環路影響的另一個重要參數是輸出阻抗，系統的輸出阻抗可用不同的計算方法得出。任何發生器均可簡化為它的Thevenin等效，即一個電壓電源Vth (空載時測得的Vout，即令式2中的RSOL / RL =0)與一個輸出阻抗Rth的串聯電路。設當負載電阻RL為閉環輸出阻抗Rth時，輸出電壓Vout可減小至Vth/2，以此來計算輸出阻抗Rth，也可將其表示為RSCL。

令Vth/2 = Vout求RSCL，由式(2)可得：
Vref×β×G/(1+α×β×G)/2=Vref×β×G/(1+α×β×G+ RSOL/Rth)                                (4)
RSCL = RSOL/(1+α×β×G)                                                                                   (5)

由式(5)可得出如下結論：

• 如果直流誤差放大器的增益較大，且DC 較高，則RsCL接近於零；
• 由於對回饋返回路徑進行了補償，所以，當增益隨頻率增大而減小時，RSCL開始增大。阻抗模組隨頻率增大而增大，說明該阻抗類似於電感；
• 當增益降至零時，系統輸出阻抗與無回饋時的阻抗相同，均為RSOL。此時，系統開環工作。

因此，為了減小靜態誤差，並降低轉換器的動態輸出阻抗，大多數SMPS 設計人員會在設計中保持較大的直流增益值。這裏的直流增益由TL431提供，可以採用如圖3所示的純積分器配置進行連接。




                                  圖3 使用傳統的分流穩壓器配置連接TL431

假設圖3中的Rbias不存在。首先計算分壓器網路Rupp和Rlow，橋接電流Ib應大於TL431參考引腳的偏置電流6.5uA(最大值)，以減小因偏置而引起的Rupp誤差。對於12V輸出電壓，假設 Ib=1mA。由於TL431通過Rlow施加的電壓為2.5V，而Rupp施加的電流為1mA，因此可以計算出Rlow為 2.5 / 1m = 2.5k，而Rupp則等於(12-2.5)/ 1m =9.5k。可進一步選擇更小的偏置電流，以減小空載條件下的待機能耗。橋接電流值確定後，即可計算RS。RS必須能提供足夠的電流，使光耦合器集電極(或回饋引腳)小於1.2V，以啟動空載工作狀態下的跳週期。在NCP1200中，引腳2和內部5V參考電壓間有一個8k的上拉電阻。如果回饋電流為475uA，可將引腳2拉至1.2V (Vpin2=5-475×8k)。考慮到光耦合器在較差情況下有50%的電流轉換比例(CTR)，則RS必須小於(Vout-2.5-1V) / 950<8.94k，假設為8.2k。

在CTR為150%的較差情況下，表示LED中需要的電流較小，如果將8.2k電阻與TL431串聯，則會發生以下情況：
1. 輕負載情況：IFB = 475uA，則IL = 475u/ 1.5 = 316uA
2. 中負載情況：VFB = 2.3V，IFB = 337.5uA，則 IL = 337.5u/ 1.5=225uA
3. 重負載情況：VFB = 3V，IFB = 250uA，則IL = 250u/1.5 = 166uA

在這種情況下，TL431的偏置電流不僅隨著負載電流而變化，而且也隨著光耦合器CTR的變化而變化。此外，減小RS也不起任何作用，應該通過調節LED的內部電流，來調整控制器端的正確回饋電壓。這種情況的設計問題源自TL431的資料表：必須插入大於1mA的偏置電流，才能從不同規格的TL431增益中獲益。如果不能正確偏置TL431，就會降低開環增益，導致增大，RSCL也隨之增大。

這一問題可通過增加偏置電阻Rbias，在外部施加一個偏置電流而解決。由於最缺少電流，所以必須計算此電阻在較差情況下，也就是重負載情況和最高CTR時的值。這時IL = 166uA。因此，RS上的電壓為166uA×8.2k = 1.36V。假設LED的正激壓降為1V，則陰極電壓為12 -1.36-1 = 9.64V。已知Vout恒定為12V，通過Rbias施加1mA電流得到，Rbias = (12-9.64) / 1m = 2.36k，或用 2.2k得到歸一化值。因此，在 TL431上施加的最小電流為 1mA + 166uA = 1.16mA。在空載情況下，IL=316 uA ，陰極電壓為12-(8.2k×316)-1 = 8.4V，因此，流經TL431的總偏置電流為(12-8.4)/2.2k= 1.63mA，加上實際的回饋電流值316uA，總偏置電流為1.95mA，應處於安全電流範圍內。

在NCP1200構成的電源上進行了有偏置電阻和無偏置電阻的實驗，結果如圖4所示。沒有偏置元件時，輸出阻抗測量值為57mW；連接偏置電阻(阻值為3.3k)後，輸出阻抗值降至4mW。

                                 圖4 TL431偏置電流過低時性能將明顯下降

總之，通過外部電阻對TL431進行正確偏置是非常重要的。如果無法承受額外的1mA輸出電流的預算(由於要儘量降低空載待機能耗)，就應使用TLV431 (Vref = 1.24V) 或NCP100 (Vref = 0.7V)，因為它們只需要100uA的最小偏置電流，且擊穿電壓更小。此外，8.2k的串聯電阻RS極為罕見，因為該電阻結合光耦合器的集電極上拉電阻可以產生直流增益。如果電阻值約為1k或稍大於1k，則更接近標準值。