選擇適當的示波器頻寬

            頻寬是大多數工程師在選擇一款示波器時首先考慮的參數。本文將提供一些有用的訣竅，探討如何在數位和類比應用中選擇合適的示波器頻寬。但首先將討論示波器頻寬的定義。
       
      如圖1所示，所有示波器都表現出在較高頻率處滾降的低通頻率響應。大多數頻寬參數在1GHz及以下的示波器通常表現為高斯響應，即具備約從-3dB頻率的三分之一處開始緩慢滾降的特性。而那些頻寬規格超過1GHz的示波器通常則具備最大平坦頻率響應，如圖2所示。這種頻率響應通常表現為帶內響應較平緩，而在約-3dB頻率處滾降較陡。

PC base 示波器分析應用軟體

安捷倫科技(Agilent Technologies Inc.)宣佈推出基於PC (PC-based)的先進示波器分析軟體。這款最先進的 Agilent N8900A InfiniiView 應用軟體可讓工程師進行檢視與分析先前使用安捷倫或其他廠牌示波器所擷取到的訊號。

目標系統和示波器的同時運作，可能會在除錯與測試上造成資源瓶頸。 InfiniiView 可以讓工程師在執行測試以外的時間或地點，檢視、分析、分享及記錄他們的量測結果，以避免瓶頸的產生。

MEMS pressure sensors (MEMS 壓力感知器)

Barometric Pressure Sensor - BMP085 Breakout

click on the image to enlarge

sku: SEN-09694

Description: This is a simple breakout board for the BMP085 high-precision, low-power barometric pressure sensor. The BMP085 offers a measuring range of 300 to 1100 hPa with an absolute accuracy of down to 0.03 hPa. It's based on piezo-resistive technology for EMC robustness, high accuracy and linearity as well as long term stability. This sensor supports a voltage supply between 1.8 and 3.6VDC. It is designed to be connected directly to a micro-controller via the I²C bus

This breadboard-friendly board breaks out all pins of the BMP085 to a 6-pin 0.1" pitch header. The analog and digital supplies (VDDD and VDDA) of the BMP085 are tied together and broken out to a single pin. We've also put two 4.7k pull-up resistors on the I²C lines.

Features:

• Digital two wire (I²C) interface
  
• Wide barometric pressure range
  
• Flexible supply voltage range
  
• Ultra-low power consumption
  
• Low noise measurement
  
• Fully calibrated
  
• Temperature measurement included
  
• Ultra-flat, small footprint

Dimensions:

• 0.65 x 0.65" (16.5 x 16.5 mm)

Documents:

• Schematic
  
• Datasheet
  
• Eagle Files
  
• Quickstart Guide
  
• Example Arduino Sketch
  
• Example Code (ATmega328)
  
• Product Flyer
  
• SFE Eagle Library has this part!
  
• Wiring Example
  
• mbed User Review

 

http://www.bosch-sensortec.com/content/language1/html/3477.htm

BMP085 – digital barometric pressure sensor

The BMP085 is a high-precision, ultra-low power barometric pressure sensor for use in advanced mobile applications. It offers superior performance with an absolute accuracy of down to 0.03 hPa and using very low power consumption down to 3 µA.

The BMP085 comes in an ultra-thin, robust 8-pin ceramic lead-less chip carrier (LCC) package, designed to be connected directly to a micro-controller of a mobile device via the I²C bus. The footprint of BMP085 is 5 mm * 5 mm, height 1.2 mm.

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Pressure sensors for various applications

Since 1995 Bosch has produced more than 100 million micromechanical pressure sensors. They have proven highest quality standards in the field.
 
The monolithically integrated silicon pressure sensor is a smart high precision measurement device. The sensor element with evaluation circuit is fully calibrated and tested. It is available in different housings.
The sensors can measure pressure ranges from ± 2.5 kPa (relative) up to 3.3 MPa (absolute). The outstanding accuracy of down to 0.25% and their high robustness make the sensors ideal for applications like

• GPS navigation enhancement
• In- and outdoor navigation
• Leisure, sports and health monitoring
• Weather forecast
• Vertical velocity indication (rise/sink speed)
• Fan power control

訊號的抖動(jitter)的量測

Jitter Measurement Techniques
訊號抖動的量測技術

時脈訊號的抖動(Clock Jitter)

抖動這個名詞，可以被定義成一個時脈訊號，在其輸出轉換的過程中，與理想的轉換點之間的誤差。這個誤差值可能會領先理想的轉會點，或是比轉換點落後。通常抖動的單位為 ±pico second。而訊號的抖動量測，一般被區分成三種量測參數。一、 Cycle-to-Cycle Jitter，二、Period Jitter，三、Long-Term Jitter。這三種參數，都會在一個特別的電壓狀況下去量測。這個電壓通常是Vcc/2或1.5V。

Cycle-to-Cycle Jitter

所謂的Cycle-to-Cycle Jitter，這個抖動誤差是目前這個cycle的週期時間，與前一個cycle的週期時間，它們之間的差異值。這種形式的抖動量測，是最困難量測的，因為它需要一台時間間隔分析儀(Timing Interval Analyzer: TIA)才有辦法來量測。圖1是以圖形化的方式來表達Cycle-to-Cycle Jitter的定義。J1及J2是訊號的抖動誤差值。在所有的誤差值中，會有一個最大值。我們稱為Maximum Cycle-to-Cycle Jitter。



過大的Cycle-to-Cycle Jitter，會導致系統失效。以圖2為例，PLL1的輸出是PLL2的參考輸入頻率。PLL1的Cycle-to-Cycle Jitter超過PLL2的容許範圍時，PLL2就沒有辦法鎖定參考輸入頻率。因此，PLL1的Cycle-to-Cycle Jitter要小到讓PLL2能鎖定參考輸入頻率。



量測兩個連續時脈訊號週期，是比較困難的。因為這樣的量測，需要俱備較高的量測精準度。舉例而言，PI6C2510-133這個PLL，它的Zero-Delay Buffer對Cycle-to-Cycle Jitter最大規格要求為±75ps。因此，要得到精確的量測結果時，量測環境的setup及量測設備的使用，要俱備一定的精準度與穩定度。為達到這個目的，有兩種量測技術可供使用。一種是使用時間間隔分析儀(Timing Interval Analyzer)來量測。時脈的輸出訊號，會被連接到TIA，因此連續的兩個週期的訊號就可以被量到，並進一步計算抖動誤差。為了要知道最差狀況的抖動誤差，我們需要做多次的量測。如此可以量出最大的抖動誤差值。另外一種方式是使用套裝軟體的方式。例如，AMHERST System Inc公司出品的Time Interval Software Package。再配合接一個外部的示波器，如HP54720D。示波器會抓取一定且足夠數量的週期數。實際上，這個數量的限制，是取決於示波器的記憶體大小。抓取到的訊號，會被送入軟體加以計算，並取得Cycle-to-Cycle Jitter這個量測參數。

Period Jitter

所謂的Period Jitter，它的定義是每一個訊號週期時間與理想週期時間，它們之間的最大差異值。圖3是以圖形化的方式來表達Period Jitter的定義。Period Jitter這個參數的量測，在整體系統環境下量測時，是計算時序的邊界來達到量測的目的。舉例而言，以一個微處理器為基礎的系統而言，假設微處理器對Data而言，需要2ns的setup時間。並同時假設，驅動微處理器的時脈訊號，其最大的Period Jitter為2.5ns。這種情況之下，時脈訊號的上昇邊緣，會比Data 訊號提早出現。因此，微處理器會取得錯誤的資料，導致系統操作不正常。圖4說明這種狀況。因此，系統設計人員，必須要考慮Period Jitter，以便計算系統的Timing Margins。





有一種Period Jitter的量測方法，它需要俱備儲存裝置的示波器(storage oscilloscope)。我們可以將示波器Trigger在時脈訊號的上昇邊緣，並且旋轉按鈕，直到時脈訊號的上昇邊緣，可以顯示在螢幕上為止。為了重疊時脈訊號的上昇邊緣，你可以打開無窮顯示功能。因此上昇緣，會與其他週期的上昇緣，重疊顯示。你可以在一段時間後，觀查到Period Jitter的值。

Long-Term Jitter

所謂的Long-Term Jitter，它的定義是時脈訊號，經過相當數量的週期後，它與理想訊號之間的最大誤差值。圖5是以圖形化的方式來表達Long-Term Jitter的定義。而所謂的相當數量的週期，是取決於實際上的應用及時脈頻率。對PC的主機板與圖形的應用而言，這個週期，通常在10-20微秒之間。對於其它的應用可能會有不一樣的週期。我們以一個系統的應用為範例來說明。顯示卡驅動CRT螢幕為例，Long-Term Jitter會造成什麼樣的影響呢?假設有一個像素的資料，是要提供給CRT螢幕(10,24)這個座標位置之用。但因為Long-term Jitter的影響，這個資料可能被驅動到錯誤的座標位置(11,28)上。因為會抖動的時脈訊號(Jittery clock)，對所有像素的影響是一致性的，因此整體的影響會導致一個影像的偏移。這個效應，就是眾所週知的「Running of the screen」效應。



為了量測Long-Time Jitter這個參數，有一種技術稱為差動相位量測法「Differential phase measurement」。時脈訊號會被連接到一台Time-Base的示波器(Oscilloscope)上。將示波器設定為上昇緣當Trigger訊號。再使用Delayed Time-Base這個功能，此時相同的時脈波形，會被顯示在示波器的螢幕上。因此，Long-Term Jitter可以藉由第一個上昇緣，與時間延遲的設定，加以計算而得。

Summary

量測訊號抖動參數，是需要俱備一致性的方法與足夠精密的量測設備。這邊所談到的，只是訊號抖動參數量測的基本方法。如果工程師或技術性人員，遵循以上量測的基本原則與方法，取得可靠且精確的量測結果，應該是可以預期的。



Note:
資料來源Pericom Semiconductor Corporation,”Application Brief AB-36” by Nelson Soo.

數位示波器的應用抖動(Jitter)測量:

http://www1.tek.com/zh-tw/download/docs/onlineseminar/SR2_02.pdf

根據應用需求選擇適當的示波器頻寬

http://www.eettaiwan.com/ART_8800454810_480402_TA_8bd7c619.HTM

MEMS

ST 公司的LSM303DLH 是3D數位線性加速度感測器和3D數位磁感測器,滿刻度的線性加速度為±2 g / ±4 g / ±8 g,滿刻度磁場為±1.3/±1.9/±2.5/±4.0/±4.7/±5,6/±8.1高斯,兩者都由用戶選擇.類比工作電壓2.5V-3.3V,數位電源I/O電壓為1.8V,3個磁場通路和3個加速度通路,6D取向檢測,主要用在地圖旋轉和顯示器取向,電子羅盤,手持設備,震動檢測和補償等.

意法半導體（ST）在單一模組內集成一個3軸數位加速計和一個3軸數字磁感應計，這款數位羅盤模組兼備高精度、小尺寸、低功耗、具有競爭力的價格等多項優點，能夠滿足市場對先進導航功能以及新興的智慧定位服務日益增長的需求。意法半導體的高性能系統級封裝數位羅盤採用霍尼韋爾公司的磁阻技術，讓便攜消費電子應用設備加速採用增強的電子羅盤功能，包括方位查找、地圖/顯示方位、定位服務和步行方位推算。

把高性能運動檢測與磁感應功能結合在一起，可在多方面提高移動設備的使用體驗。意法半導體的新模組增加了向前定向功能，使應用開發人員提高手機/PDA的螢幕利用率，在尺寸有限的顯示幕上顯示強大的地圖功能，在地圖底部指示用戶當前所在位置，讓螢幕其餘部分顯示前進（正前方）方向。

意法半導體的數位羅盤模組可提供準確的前行資訊，當沒有GPS信號時，可指示行人或汽車正在行進的方向；此外還支援航位元推測應用演算法，例如，在沒有GPS信號或強度很弱的高樓大廈內或森林茂密的山區，為行人提供導航功能。

手機內的羅盤模組能夠為先進定位服務創造新的機遇。配備羅盤和GPS功能，消費者只需把手機指向附近的設施，就可以識別和檢索相關目標的資訊，如餐廳或商場等。

這款新模組得益於意法半導體的經過市場驗證的製造技術，以及已經用於6億多顆加速感測器的可靠設計。新模組的高精度感應功能，結合嵌入式智慧功能，包括喚醒/關斷功能，以及當感測器沿三個軸（x,y,z）向上或向下運動時發出信號的6D識別功能。新模組的線性加速度測量範圍為±2/±4/±8g，磁場強度測量範圍從±1.3 到±8高斯(2)，這兩個量程可由用戶任意選擇。

模組內的磁感應元件基於霍尼韋爾的各向異性磁阻（AMR）技術，能夠檢測地球磁場的方向和強度，確定相對於磁場北極的前進方向。這項技術具有領先市場的羅盤計算精度，兼備很低的功耗，這對於電池供電設備至關重要。

AMR技術能夠在Z軸上提供與X軸和Y軸相同的感應靈敏度，而無需霍爾效應型磁敏感測器的磁通量增強器。霍爾效應型磁敏感測器的缺點是：在磁通量增強器磁化後，感測器會發生偏移電壓移位元現象。在磁場強度極低的環境中，如金屬建築物和汽車內，或在加拿大、北歐等高緯度地區，意法半導體這款在市場上獨一無二的三軸感測器解決方案可以降低檢測誤差。

在霍尼韋爾的磁感應計設計內，偏移電壓消除電路可以最大限度減少調校感測器的必要性；獲得專利的置位/復位帶可以使感測器消磁，即去除感測器的磁性，提高每次測量的精度。

LSM303DLH數位羅盤模組採用5x5x1mm的環保型封裝，軟體和寄存器相容意法半導體的三軸數位加速度感測器系列產品（LIS331DLH/M/F）。

壓力感測器

    你有想過將來直接用手機測身高嗎？新一代基於MEMS的高精度壓力感測器就可實現。如今基於MEMS的加速感測器、陀螺儀、指南針、壓力感測器、麥克風正在成為Android新版本中的指定標配，在主平臺差異化越來越小的同時，週邊器件的差異化成為手機或其他消費電子產品的新武器，而這些新興的感測器各有什麼應用定位？將來如何發展？來自MEMS領先廠商意法半導體的專家張應娜女士在IIC上作了詳細講解，現摘其精華與大家分享。

加速感測器是最早規模商用在PC硬碟、手機、遊戲操作手柄等電子產品中的MEMS器件，其結構在以上幾類感測器中屬於較簡單的一種，如今主流供應商已超過十幾家，也使此類感測器的價格迅速下降，已成為手機中的標配。現在大家要做的就是實現更小的尺寸與更低的功耗。三軸加速感測器因為集成度高，代替三個單軸加速器，已成為主流技術。功耗上則是各家競爭的焦點。此次ST在IIC上展示的最新款3軸加速器LIS3DH，據張應娜稱功耗僅是競爭對手的1%，同時還集成了3個10位的ADC，相當具有競爭力。

由於iPhone4的驅動，2010年可以說是陀螺儀的元年，陀螺儀在手機中迅速被採用。“陀螺儀的結構比加速感測器複雜很多，它有一顆心臟，還是一顆活動的心臟，所以不僅複雜，功耗也比加速器大一些。”張應娜解釋。陀螺儀的應用包括提升各種“Motion Control”介面的用戶體驗、圖形穩定、遊戲和導航等，成為提升高端手機體驗的重要配置。最新的趨勢是三軸單Die的陀螺儀，並採用類比和數位混合輸出，ST最新的L 3G 4200D就是一款這樣產品。“它的技術難度在於大規模生產的良率較低，同時一致性與精度也是一個挑戰。”張應娜表示。L 3G 4200D已在去年大規模量產，今年新增加的H版還會加入FIFO功能，可以進一步降低系統的功耗。L 3G 4200D的封裝尺寸僅為4X4X1，可實現三種量程，工作時的功耗僅為6mA。

至於最新的指南針（也叫電子羅盤儀），用過iPhone4的用戶都有劃“ 8”字校準的經歷，蘋果將指南針的應用引入主流，而Android 2.2中也已規定指南針作為手機的標配了。指南針可以為電子產品增加很多新的賣點和新業務，比如地圖指導、基於方向的服務、無需運動的指向、增強型遙控等。“不過，指南針要與加速感測器聯合起來應用才會達到最佳效果。”張應娜解釋，所以ST將指南針與12位的加速器（由霍利威爾公司提供）集成在一個模組中，直接向用戶提供LSM303DLH模組。

ST的這款混合方案保證了三個軸的完美重合，這是分離方案很難實現的。張應娜解釋：“為什麼蘋果的iphone中需要劃8字來調校？因為每次開機時磁場環境都發生了變化，而ST的這款混合電子羅盤儀+加速器，通過加入校準與再校準功能、高精度設計和新的演算法，可以根據環境變自己校準，免去用戶劃8字的麻煩。並且劃8字還是有一定技竅的，不是每個消費都可以劃正確的8字。”期待ST這款不需要用戶自己調校的羅盤儀。

最後談談文章開頭部分提到的MEMS壓力感測器。“Android2.3中已將壓力感測器作為標配，這將會大大刺激壓力感測器在手機中的採用。”張應娜說道。相對于傳統的壓力感測器，MEMS壓力感測器可以做到更小、更薄、更高精度、數位輸出，從而有機會做入手機等移動消費電子產品。“將來高精度的MEMS壓力感測器做入手機後，用戶甚至可以用手機來測量身高。”張應娜稱，不過目前能商用的壓力感測器還沒有這麼高的精度，ST最新的LPS001WP製成的高度計，可測量的精度為0.1mbar，測量範圍300 -1100m bar，可用來測試樓層高度，但還不能測量身高。“很快更高精度、可集成進手機，測試身高的產品就會問世了。”她透露。LPS001WP具有低功耗優勢，連續工作模式下電流為190 mA；低耗電模式下電流為120 mA，關機模式下電流為5 mA。

此外，MEMS麥克風正在手機等消費電子中取代ECM麥克風，因為前者可以實現回流焊工藝，可使PCB板做得非常薄（1mm）。

以上這些所有MEMS感測器件正在越來越多的被用於各種便攜消費電子中，而這些感測器並不是單獨使用，而是多個整合起來實現更豐富的功能和更好的體驗，集成多種感測器的模組也是未來的一種趨勢。“各種MEMS感測器在手機中的應用迅速增加，他們之間的配合則可以實現完美的應用。”張應娜說道，“比如指南針對陀螺儀校準，而陀螺儀又離不開加速器。所以，這些產品的 兩兩 、甚至三三集成是未來的趨勢。”

iPhone 4 的三軸數位陀螺儀

專業電子硬體拆卸網站 iFixit 在與 Chipworks 合作下，日前拆卸了 iPhone 4 內建的神祕微機電系統（MEMS）三軸數位陀螺儀。

整個拆卸過程證實 iPhone 4 裡面所使用的數位陀螺儀，應該就是 STMicroelectronics 所出品的 L3G4200D 。不過證實這件事情並不是什麼大不了的，而是一些顯微照片真的很精彩，值得咱們這些外行人開個眼界，看看熱鬧：

想看更多照片，請造訪 iFixit 網站。

iPhone 4 Gyroscope Teardown

http://www.ifixit.com/Teardown/iPhone-4-Gyroscope-Teardown/3156/1

http://www.frostyplace.com/index.php?story_id=9175

常用溫度測量技術及其介面電路

度是實際應用中經常需要測試的參數，從鋼鐵製造到半導體生產，很多製程都要依靠溫度來實現，溫度感測器是應用系統與現實世界之間的橋樑。本文對不同的溫度感測器進行簡要概述，並介紹與電路系統之間的介面。

溫度測量應用非常廣泛，不僅生產製程需要溫度控制，有些電子產品還需對它們自身的溫度進行測量，如電腦要監控CPU的溫度，馬達控制器要知道功率驅動IC的溫度等等，下面介紹幾種常用的溫度感測器。

熱敏電阻器

用來測量溫度的感測器種類很多，熱敏電阻器就是其中之一。許多熱敏電阻具有負溫度係數(NTC)，也就是說溫度下降時它的電阻值會升高。在所有被動式溫度感測器中，熱敏電阻的靈敏度(即溫度每變化一度時電阻的變化)最高，但熱敏電阻的電阻?溫度曲線是非線性的。

表1是一個典型的NTC熱敏電阻器性能參數，這些數據是對Vishay-Dale熱敏電阻進行量測得到的，但它也代表了NTC熱敏電阻的總體情況。其中電阻值以一個比率形式給出(R/R₂₅)，該比率表示當前溫度下的阻值與25℃時的阻值之比，通常同一系列的熱敏電阻器具有類似的特性和相同電阻?溫度曲線。以表1中的熱敏電阻系列為例，25℃時阻值為10KΩ的電阻，在0℃時電阻為28.1KΩ，60℃時電阻為4.086KΩ；與此類似，25℃時電阻為5KΩ的熱敏電阻在0℃時電阻則為14.050KΩ。

圖1是熱敏電阻的溫度曲線，可以看到電阻?溫度曲線是非線性的。雖然這?的熱敏電阻數據以10℃為增量，但有些熱敏電阻可以以5℃甚至1℃為增量。如果想要知道兩點之間某一溫度下的阻值，可以用這個曲線來估計，也可以直接計算出電阻值，計算公式如下：

這?T指開氏絕對溫度，A、B、C、D是常數，根據熱敏電阻的特性而各有不同，這些參數由熱敏電阻的製造商提供。

熱敏電阻一般有一個誤差範圍，用來規定樣品之間的一致性。根據使用的材料不同，誤差值通常在1%至10%之間。有些熱敏電阻設計成應用時可以互換，用於不能進行現場調節的場合，例如一台儀器，用戶或現場工程師只能更換熱敏電阻而無法進行校準，這種熱敏電阻比普通的精度要高很多，也要貴得多。

圖2是利用熱敏電阻測量溫度的典型電路。電阻R1將熱敏電阻的電壓拉升到參考電壓，一般它與ADC的參考電壓一致，因此如果ADC的參考電壓是5V，V_ref也將是5V。熱敏電阻和電阻串聯產生分壓，其阻值變化使得節點處的電壓也產生變化，該電路的精度取決於熱敏電阻和電阻的誤差以及參考電壓的精度。

◆自熱問題

由於熱敏電阻是一個電阻，電流流過它時會產生一定的熱量，因此電路設計人員應確保拉升電阻足夠大，以防止熱敏電阻自熱過度，否則系統測量的是熱敏電阻發出的熱，而不是周圍環境的溫度。

熱敏電阻消耗的能量對溫度的影響用耗散常數來表示，它指將熱敏電阻溫度提高比環境溫度高1℃所需要的毫瓦數。耗散常數因熱敏電阻的封裝、管腳規格、包封材料及其它因素不同而不一樣。

系統所允許的自熱量及限流電阻大小由測量精度決定，測量精度為±5℃的測量系統比精度為±1℃測量系統可承受的熱敏電阻自熱要大。

應注意拉升電阻的阻值必須進行計算，以限定整個測量溫度範圍內的自熱功耗。給定出電阻值以後，由於熱敏電阻阻值變化，耗散功率在不同溫度下也有所不同。

有時需要對熱敏電阻的輸入進行標定以便得到合適的溫度解析度，圖3是一個將10～40℃溫度範圍擴展到ADC整個0～5V輸入區間的電路。運算放大器輸出公式如下：

一旦熱敏電阻的輸入標定完成以後，就可以用圖表表示出實際電阻與溫度的對應情況。由於熱敏電阻是非線性的，所以需要用圖表表示，系統要知道對應每一個溫度ADC的值是多少，表的精度具體是以1℃為增量還是以5℃為增量要根據具體應用來定。

◆累積誤差

用熱敏電阻測量溫度時，在輸入電路中要選擇好感測器及其它元件，以便和所需要的精度相匹配。有些場合需要精度為1%的電阻，而有些可能需要精度為0.1%的電阻。在任何情況下都應用一張表格算出所有元件的累積誤差對測量精度的影響，這些元件包括電阻、參考電壓及熱敏電阻本身。

如果要求精度高而又想少花一點錢，則需要在系統構建好後對它進行校準，由於線路板及熱敏電阻必須在現場更換，所以一般情況下不建議這樣做。在設備不能作現場更換或工程師有其它方法監控溫度的情況下，也可以讓軟體建一張溫度對應ADC變化的表格，這時需要用其它工具測量實際溫度值，軟體才能創建相對應的表格。對於有些必須要現場更換熱敏電阻的系統，可以將要更換的元件(感測器或整個模擬前端)在出廠前就校準好，並把校準結果保存在磁碟或其它儲存介質上，當然，元件更換後軟體必須要能夠知道使用校準後的數據。

總的來說，熱敏電阻是一種低成本溫度測量方法，而且使用也很簡單，下面我們介紹電阻溫度探測器和熱電偶溫度感測器。

電阻溫度探測器

電阻溫度探測器(RTD)實際上是一根特殊的導線，它的電阻隨溫度變化而變化，通常RTD材料包括銅、鉑、鎳及鎳?鐵合金。RTD元件可以是一根導線，也可以是一層薄膜，採用電鍍或濺射的方法發配在陶瓷類材料基底上。

RTD的電阻值以0℃阻值作為標稱值。0℃ 100Ω鉑RTD電阻在1℃時它的阻值通常為100.39Ω，50℃時為119.4Ω，圖4是RTD電阻?溫度曲線與熱敏電阻的電阻?溫度曲線的比較。RTD的誤差要比熱敏電阻小，對於鉑來說，誤差一般在0.01%，鎳一般為0.5%。除誤差和電阻較小以外，RTD與熱敏電阻的介面電路基本相同。

熱電偶

熱電偶由兩種不同金屬結合而成，它受熱時會產生微小的電壓，電壓大小取決於組成熱電偶的兩種金屬材料，鐵-銅鎳合金(J型)、銅-銅鎳合金(T型)和鉻－鋁(K型)熱電偶是最常用的三種。

熱電偶產生的電壓很小，通常只有幾毫伏。K型熱電偶溫度每變化1℃時電壓變化只有大約40μV，因此測量系統要能測出4μV的電壓變化測量精度才可以達到0.1℃。

由於兩種不同類型的金屬結合在一起會產生電位差，所以熱電偶與測量系統的連接也會產生電壓。一般把連接點放在隔熱塊上以減小這一影響，使兩個節點處以同一溫度下，從而降低誤差。有時候也會測量隔熱塊的溫度，以補償溫度的影響(圖5)。

測量熱電偶電壓要求的增益一般為100到300，而熱電偶擷取的噪音也會放大同樣的倍數。通常採用測量放大器來放大信號，因為它可以除去熱電偶連線?的共模噪音。市場上還可以買到熱電偶信號調節器，如模擬元件公司的AD594/595，可用來簡化硬體介面。

固態熱感測器

最簡單的半導體溫度感測器就是一個PN結，例如二極體或電晶體基極－發射極之間的PN結。如果一個?定電流流過正向偏置的矽PN結，正向壓降在溫度每變化1℃時會降低1.8mV。很多IC利用半導體的這一特性來測量溫度，包括美信的MAX1617、國半的LM335和LM74等等。半導體感測器的介面形式多樣，從電壓輸出到串列SPI/微線介面都可以。

溫度感測器種類很多，透過正確地選擇軟體和硬體，一定可以找到適合自己應用的感測器。

作者：Stuart Ball

快速、準確、經濟的浮動測量新方法

用戶常透過存在潛在危險的測量技術來解決‘浮動’測量面臨的兩個點都不接地的問題，TPS2000系列示波器使用創新的IsolatedChannel技術，具有4個隔離通道並使用電池供電的示波器，讓工程師和技術人員快速、準確、經濟地進行多通道隔離測量。

工程師和技術人員常常需要進行‘浮動’測量，即測量的兩個點都不處於接地電位。該測量也常稱為差分測量。‘訊號公共線’與地之間的電壓可能會升高到數百伏。此外，許多差分測量還要求抑制高共模訊號，以便於評估低電平差分訊號。多餘的接地電流還會產生煩人的嗡嗡聲和接地環路。用戶常常借助那些存在潛在危險的測量技術來解決這些問題。TPS2000系列示波器使用創新的IsolatedChannel技術，具有4個隔離通道並使用電池供電的示波器，使得工程師和技術人員可以快速、準確、經濟地進行多通道隔離測量。

‘浮動’參考接地的示波器是通過使接地系統無效或使用隔離變壓器，將‘訊號公共線’從地面斷開，使示波器保護性接地系統無效的一種技術。該技術使機殼、機櫃和連接器等儀器可接觸部件具有探棒地線連接點的電勢。該技術是危險的，不僅是因為它升高了示波器上存在的電壓(作業人員可能會遭到電擊)，還因為它向示波器的電源變壓器絕緣體上累積了應力。

圖1：Cparasitic是示波器對參考地的分佈電容。

該應力不會立即引發故障，但是可能在將來引發危險的故障(電擊和火災)，即使將示波器恢復至正常地接地作業也無法挽回。不僅浮動參照接地的示波器很危險，並且通常該測量方法還不準確。該電勢誤差是由於在地線連接點處直接將示波器機殼的總電容與被測電路相連所致。

有幾種產品可用來進行浮動測量，但是它們可能缺乏您需要的多功能性、準確性或經濟性。此外，用戶在選擇合適的產品進行精確的浮動或差分測量時，需要考慮四項關鍵的測量注意事項：

1.差分測量的範圍是多大？

2.共模差分測量的範圍是多大？

3.探棒的負載特徵是什麼？它們平衡還是不平衡？

4.整個測量頻率範圍上的共模抑制比(CMRR)是多少？

傳統示波器的測試方法

傳統示波器僅限於進行參照接地的測量。其原因是：大多數示波器的‘訊號公共線’終端與保護性接地系統相連接，通常稱之為‘接地’。這樣做的結果是：所有施加到示波器上，以及由示波器提供的訊號都具有一個公共的連接點。該公用連接點通常是示波器機殼，透過使交流電源設備電源線中的第三根導線接地將電壓保持為(或非常接近於)零伏。它還意味著，所有測量都必須相對於接地進行，極少有例外情況。這就限制了典型示波器(至少在單一測量中)在測量兩點(都不接地)間電勢差中的應用。

一個常見但危險的做法是斷開示波器的交流主電源線地線，並將探棒地線連到一個測試點上。tektronix強烈反對這種不安全的測量行為。不幸的是，此行為會將儀器底盤(不再接地)的電壓提高為與探棒地線相連的測試點電壓相同。觸摸儀器的用戶就會成為接地的最短路徑。假設V1是高於真實接地電壓的‘偏置’電壓，而VMeas是待測電壓。根據被測單元(UUT)的不同，V1可能為數百伏，而VMeas則可能為幾分之一伏。以此方式浮動機殼接地端會對用戶、(被測單元)UUT和儀器構成威脅。

圖2：TPS2000系列示波器的IsolatedC hannel體系結構可完全隔離危險電壓。

此外，它違反了工業健康和安全規定，且獲得的測量結果也差，何況交流供電儀器在地面浮動時會出現一個大的寄生電容。因此，浮動測量將受到振盪的破壞。

電池供電的示波器，如TDS3000B系列示波器，在使用標準電源線通過交流線路電源供電時，也會出現與傳統示波器相同的侷限性。但是，當需要進行示波器測量時，並不一定總能找到可用的交流電源。TDS3000B系列示波器的可選電池組(TDS3BATB)使您可以在沒有交流電源的情況下操作示波器。但是，它僅能進行最高為30VRMS的安全浮動測量。

由此可見，傳統示波器側重於性能(頻寬，多功能性)，犧牲了進行浮動測量的能力。示波器底盤上出現危險電壓的浮動測量。‘偏置電壓’可能高達數百伏！同時，由寄生電感和電容引起的振盪會使訊號失真，導致測量無效。

差分或隔離探棒

差分或隔離探棒提供了一種安全可靠的方式，使接地示波器可以進行浮動測量。兩種探棒的接觸體都不需要接地，並且探棒系統作為一個整體與示波器的機殼接地端隔離。差分探棒為被測設備(DUT)提供了一個平衡阻抗負載。但是，它們對測量設備的成本和複雜性提出了新的要求。可能需要獨立的電源，並且其增益和偏差特徵必須作為因數計入每次測量。配有差分探棒的示波器側重於性能和安全(頻寬、隔離)，犧牲了外形構造的優勢，如可移動性和成本。

訊號完整性源自探棒尖

示波器實際上是包含放大器，獲取/測量電路，顯示和探棒在內的測量系統。探棒的左右有時會被人們所忽略。但是，不正確的探棒或者探測技術將會影響測量結果。很顯然，必須使用與儀器的頻寬和阻抗相匹配的探棒。

常常被忽略的是探棒的地線電感問題。隨著地線長度增加，分佈電感也會增加(圖1中的Lparasitic)。Lparasitic存在於訊號通路中並與寄生電容一起形成LC共振電路。導線長度增大，寄生電感增加，震盪頻率下降，導致‘振鈴’等對測量訊號的明顯的干擾。簡單地說，只要待測電路允許，公共接線應該盡可能地短。

至於電容，即使隔離的電池供電的示波器也會存在對地的電容效應。在圖1中，Cparasitic是示波器對參考地(通過隔離裝置)的分佈電容。與分佈電感一樣，Cparasitic也必須保持最小，保證LC電路的共振頻率盡可能高。如果Cparasitic很大，振鈴可能出現在測試頻率的範圍，影響測量結果。一起對地的分佈電容是由其內部設計所限制的。

環境特性也可能導致振鈴。測量中手持儀器或者把儀器放在大的導電體表面上都將增大Cparasitic導致振鈴。針對最敏感的測量，甚至必需將示波器懸掛在室外！

圖3:4通道TPS2024示波器通道－通 道隔離消除了同時測量大訊號和小訊號時的串擾。

浮動測量的新方法

在當今使用的寬頻示波器系統中，最常用的隔離方法是雙路方法，將輸入訊號分為兩個訊號：低頻和高頻。該方法需要每個輸入通道都具有昂貴的光耦合器和寬頻線性變壓器。TPS2000系列使用創新的IsolatedChannel技術，取消了雙路方法，而對每個從直流到示波器頻寬的輸入通道僅使用一個寬頻訊號通路。該技術正在申請專利。透過這項技術，Tektronix可以提供首批具有四個輸入隔離通道、低成本並使用電池供電的示波器，該電池可供示波器連續工作八個小時。

TPS2000系列的四隔離通道輸入體系結構向‘正’輸入和‘負基準’導線(包括外部觸發輸入)提供了真實且完整的通道間隔離。圖2說明了隔離通道(IsolatedChannel)的概念。

電源控制電路(例如電機控制器、不間斷電源和工業設備)中的浮動測量要求最為嚴格。在這些應用領域中，電壓和電流可能大到足夠對用戶和測試設備造成威脅。

要保證測量品質，IsolatedChannel技術是良好的解決方案。如果存在較大的共模訊號，TPS2000示波器將提供理想的解決方案。有效的通道與通道隔離將寄生效應的影響降到最低，測量系統的容量越小，那麼它與環境的交互影響也就越小。完全隔離的電池供電的儀器本身並不涉及接地問題。每個探棒都具有一條與儀器底盤隔離的‘負基準’導線，而不是使用一條固定的地線。而且，所有輸入通道的‘負基準’導線都彼此隔離。這是避免短路危險的最佳方法。它還大幅降低了訊號衰減阻抗，而該阻抗會影響單點接地儀器中的測量品質。

無論使用電池電源還是通過交流電源適配器連接到交流電源，TPS2000系列示波器的輸入始終是浮動的。因此，這些示波器與傳統示波器所展現的限制並不相同。

用DRT採集加速除錯和測試

TPS2000系列示波器應用數位即時採集技術，讓工程師在4個通道同時測量各種訊號類型。頻寬/採樣率的組合令示波器可以捕獲高頻訊息，如突波和邊沿畸變。

使用TPS2000系列示波器進行快速準確的浮地測量的電源控制電路使用大功率矽元件和低功率邏輯電路。作為大多數電源控制電路核心的開關電晶體要求在測量時不參考接地電壓。而且，電路和邏輯電路的接地點也可能不同(因此接地電平也是不同的)，而通常這兩者必須同時測量。

除了安全優勢，TPS2000系列的通道與通道隔離還提供了一個實際的測量優點。圖4中的螢幕圖像描述了在電源控制電路中兩個不同點採集到的波形。注意，較低的波形是關於200Ap-p的，而較高的光跡大約為5Vp-p。由於每個TPS通道與其他通道(包括負基準導線)是完全隔離的，並各自配有可靠的數位即時數位化器，因此在兩個訊號之間不會發生串擾。如果示波器通道未完全隔離，那麼在200A訊號到較小波形之間可能出現誤導性的耦合訊號，這些現象可能被曲解為電路問題，而實際上是儀器問題。TPS系列同時捕獲具有很大幅度差異的兩種波形的能力減少了臆測的成分，同時提高了作業效率。

諧波測量揭示不可見的功率問題

了解電網內的諧波對於安全經濟的用電十分重要。大多數類型的電子設備都轉而使用非線性電源，隨著這一趨勢在世界範圍內的愈演愈烈，線路諧波問題也隨之浮上檯面。非線性負載(如開關電源)趨向於繪製非正弦電流。它們的阻抗在每個周期的過程中都有所變化，產生的正弦波具有明顯的正負電流峰值，而不是穩態正弦波曲線。快速變化的阻抗和電流反過來也會影響電網中的電壓波形。所以，線路電壓受到諧波的破壞，通常為正弦形狀的電壓波形可能會變得扁平或失真。設備可以容忍的諧波失真數量是有限度的。

圖4：諧波失真測量。

負載感應諧波可以導致電機和變壓器過熱、機械共振以及在三相設備的中性導線中產生危險的高電流。此外，線路失真可能違反某些國家的標準規範。

透過TPS2024的全面、四通道能力，以及可選的功率分析軟體，可以連接到三相系統的所有三根導線上，以便測量和分析線路諧波。其使用單個按鈕調用的‘諧波’模式將捕獲基頻以及諧波2至50。僅使用示波器的標準電壓探棒就可以執行諧波電壓測量。可選的電流探棒同樣可輕鬆地捕獲電流諧波。

圖4說明了電流諧波測量。幅度是通過儀器的內部DFT(離散傅立葉變換)演算法計算的。在這種情況下，條形圖顯示了非常強的第五次諧波電平。過量的第五次諧波電平(以及某些其他奇次諧波)是三相系統中性導線電流產生的一個傳統原因。

功率讀數不僅僅是瓦特

電壓和電流測量從本質上講是簡單而又絕對的。測試點在給定的瞬時時間只有一個電壓值和一個電流值。相反，功率測量則要依賴於電壓、電流、時間和相位。發明‘無功功率’和‘功率因數’之類的術語是用來表示該複雜的交互作用，與計算相比，並沒有那麼多的測量。功率因數在這些計算中具有特殊的重要性。這是因為如果用戶的功率因數不是十分接近理想值1.0，許多電力供應商會向他們收取額外的費用。如果功率因數為1.0，電壓和電流相位相同。感應負載，尤其是大型的電動機和變壓器，會引起電壓和電流相互移位，而這將導致功率因數降低。在這種情況下，一些公用事業公司還會實行追加罰款，因為這種低效的方式將使能源在電源線中以熱能的形式損失掉。解決功率因數問題有一套程式，但首先必須量化功率特徵。

TPS系列包含一整套功率測量方法。其中包括有功功率、無功功率、波峰因數、相位關係、di/dt和dv/dt，當然還有功率因數。所有這些測量(波形分析和相位關係除外)都需要先後使用一個電流探棒(或其等同物)和一個電壓探棒。所有這些測量都使用儀器的單按鈕應用功能。

測量開關損耗以提高產品效率

為了提高電源設計的效率，今天的電源設計者們面臨越來越大的壓力。影響效率的主要因素是在設計的開關部份產生的功率損耗。優化這一因素是非常複雜的。TPS系列允許設計者透過儀器的單按鈕應用功能查看設計中的開關損耗。可將開關損耗表徵為開通損耗、截止損耗、傳導損耗和設備總損耗。

本文小結

工程師和技術人員要面對高壓和電流，並且必須經常執行存在潛在危險的浮動測量。其他幾種可選產品也可供您進行浮動測量，但可能缺乏多功能性、準確性或經濟性，TPS2000系列使用獨有的IsolatedChannel技術，允許工程師和技術人員快速、準確和經濟的進行這些測量。

美國Tektronix公司供稿

測量應用中的訊號特點及訊號放大方案分析

在高性能數據採集系統設計中，人們可能很少注意到，實現性能目標的最大障礙通常出現在類比數位轉換器前的訊號輸入通道。在進入複雜的混合訊號電路前，小訊號處理電路非常關鍵。在小訊號處理電路中，由放大器帶來的噪音是不可避免的，事實上這將決定系統可能實現的最佳訊息噪音比。本文將以磅秤和溫度測量為例，討論在測試應用中如何透過高精密度放大器提高測量精密度。

測量應用實例分析

1. 磅秤應用

磅秤應用包含了從家庭到工廠車間等各種場所，其秤重範圍從小於250磅到上千噸都包括在內。磅秤的基本構造均基於薄膜金屬應變片以及精心設計的金屬桿，這些應變片連接成傳統的電橋結構以實現最大靈敏度，通常可提供1mV至4mV/V的滿計量輸出，而採用5V激勵的最大輸出訊號即為20mV。

在1盎司解析度的高性能測量條件下，要顯示多達1噸的計量，我們將需要超過30,000個計數。為了在這個解析度獲得精確的測量，需要一個可提供125倍訊號增益的放大器將A/D轉換器的20mV輸出提高到2.5V，而且迴路增益需超過30,000，以保證滿足其解析度的線性度。

2. 溫度測量

高精密度溫度測量是高解析度數據轉換器十分普通和迫切需要的另一種應用。在大多數情況下，所選用的感測器是熱電偶。K型比例係數(由一片鎳絡合金和一片鎳鋁合金接合形成)為每度大約40微伏，而S型(由鉑銠合金和鉑接合形成)的輸出大約為每度10微伏。在測量範圍內必須對非線性誤差進行校正非常重要，這使測量工作進一步複雜化。在使用熱電偶時還會遇到其他電路問題，如熱電偶的連接需要保護電路等。

在整個測量範圍內，熱電偶的輸出通常可以達到20mV到50mV，或更高。在使用K型接點的情況下，在1,000度範圍內獲得0.1度解析度的測量精密度(或10,000個計數)，使滿計量測量等於40mV似乎是簡潔的方法。其他誤差包括運算放大器的輸入漂移和0.25至0.5度的熱電偶非線性誤差。

3. 非接觸溫度測量

熱電堆(thermopile)是熱電偶的一種，它由若干薄膜熱電偶接點層組成一個感測器堆，其每個金屬接線對都是由一個隱藏的‘冷’邊和一個暴露在入射光的‘熱’邊組成。它可用來進行雷射功率、熱和火焰檢測測量。滿計量輸出通常不到1毫伏，10萬分之一滿計量的測量光輸出相當於不到10毫微伏。對於這種應用，找到一個低成本、高增益、低噪音和低漂移放大器將是很大的挑戰。

測量誤差

典型的AD轉換器結構圖如圖1所示，主要的誤差影響因素包括參考電壓誤差、放大器誤差、感測器誤差以及噪音對測量精密度的影響。瞭解這些誤差有助於設計工程師更好地應對提高測量精密度的設計挑戰。

圖1：標準A/D轉換器結構圖

1. 參考電壓誤差

由於參考電壓是用來與實際測量值進行比較，因此這個參考電壓的實際值非常重要，需對參考電壓進行週期性校準或軟體校準以修正這個基本測量誤差。而且，精心設計參考電壓可大幅減少由溫度造成的漂移。在超過0℃至40℃的條件下，一個100ppm/℃溫度係數的誤差可能是4,000ppm，或滿計量範圍的0.4%。我們能夠利用軟體修正這個誤差，不過它將直接降低有效範圍。

2. 放大器誤差

由輸入放大器直接強加在輸入訊號上的誤差會影響測量精密度。以測壓力元件為例，一個20mV的滿計量訊號將會有5%偏移，即1mV輸入偏置電壓。這個輸入偏置誤差可直接降低測量精密度，用足夠動態範圍的A/D轉換器就可能利用軟體消除這個誤差。這個誤差也具備一種與溫度有關的成分，稱為輸入偏置漂移，必須認真考慮並進行修正。偏置電流也稱為輸入漏電流，它能在高阻抗感測器或感測器接腳或感測器與放大器輸入之間的任何阻抗上造成直接電壓偏置誤差。例如，如果輸入偏置電流為0.1微安，在10歐姆電阻上的電壓降就將產生1微伏的誤差。

3. 感測器誤差

修正感測器誤差可能很困難。以測壓力元件為例，雖然在生產過程中進行了仔細的線性校準，但應用中不同設備間輸出比例係數的變化仍高達25%。在上述的秤重實例中，參考電壓通常由測壓元件的激勵產生，並產生一種比例式測量(ratiometric measurement)方法，該方法可消除漂移誤差。偏置電流與橋接電流量的比可直接影響測量的精密度。熱電偶中的阻抗、熱電堆保護和補償電路使輸入漏電流變得尤其重要。

4. 噪音對高解析度測量的影響

噪音有許多來源，而且通常是整個系統性能的決定性因素。來自外部的噪音更難控制，包括來自附近的高速數位邏輯電路、電源、風扇電機、電磁閥和射頻EMI的耦合噪音，透過小心的接地設計、屏蔽技術和電路板佈局等，對於實現預期精密度非常關鍵。選擇一個導入噪音最小、具有消除外部導入誤差並具有足夠增益頻寬的緩衝放大器，與上述減少任何輸入誤差的方法同樣重要。

可根據導入的噪音大小評價高精密度放大器，在該測量對一項特定應用的重要性時，其噪音量通常是根據對不受限制頻寬(寬頻帶)訊號的測量值來確定的，或是在確定的頻寬上得到的值。噪音規格通常作為輸入參考噪音，它是在輸出與輸入短路條件下測量得出的值，因此完全是放大器本身產生的噪音。

使用A/D轉換器時，背景噪音是可用測量精密度的決定性因素。當一個元件的額定解析度為24位元時，由於噪音導致的侷限性，通常轉換器實現的實際精密度更低。以放大器規格為例，製造商是根據噪音電平、極低噪音或有效位元(解析度，也稱為ENOB)來確定其產品。事實上，有效位元規格是由噪音電平RMS值計算出的，極低噪音值則是基於峰值-峰值，通常相當於統計RMS值的6.6倍。因此，極低噪音規格表示了轉換器的有效解析度，在背景噪音以上，LSB位元依然保持穩定。由於這個值基於輸入範圍與測量得到的噪音比，因此需特別注意規格中的限制條件，如參考電壓和輸入範圍可能因應用不同而異，數據手冊上所承諾的與實際比值可能有相當大的差異。

放大器解決方案

我們已經瞭解到許多應用需要優異性能，放大器就是一種可有效修正自身誤差的低成本元件，同時也能保證高增益配置的穩定性。截波放大器是一種典型的可自修正放大器。目前良好的截波放大器能輕易實現幾微伏的初始偏置誤差及低漂移。不過，像任何放大器設計一樣，要同時實現低噪音和高增益具有相當大的挑戰性。如上述的秤重例子，其訊號增益需保持100,000個測量計數的精密度。這相當於至少需要1,250萬的增益，最少也要142dB增益。而噪音使得在高增益電路中要實現這麼高的增益更加困難。

簡言之，對這些應用來說，一個放大器的噪音水準需與其他誤差達到同樣範圍。所有的半導體放大器都會有1/f噪音，也稱為閃爍噪音(flicker noise)，它是由材料產生的基本現象。與頻率相反，在一個特定噪音拐點以下，噪音密度將呈指數增加，而且在低頻時變得非常大。在200Hz的典型訊號頻寬內，一個能在20毫伏滿計量訊號時保持18位元解析度的放大器需有10nV/rt-Hz左右的噪音密度。很少有放大器能低成本地以單晶片實現這種低噪音和高增益的組合特性。

要實現這樣的性能水準，設計師通常可設計混合的多放大器系統。這個系統採用一種具有高輸入阻抗、輸入糾錯電路和第二個(或第三個)補償放大器的輸入放大器組合，以實現所需的增益。這些電路既昂貴又難以實現。集中於一個參數的放大器經常在其他方面帶來嚴重問題，如JFET輸入放大器就是因高輸入偏置誤差而著稱。分離式截波放大器電路也已經實現，但具有高複雜性和高成本。Cirrus Logic公司推出的CS3000系列放大器實現了良好的噪音性能。當截波做得很好時，特別有利於降低低頻應用中的1/f噪音，CS3000電路可消除輸入偏置誤差，執行於相當高的時脈速率。

利用多個內部增益級和細微最佳化的補償，CS3000系列放大器可提供良好開環增益，以及達2MHz的調整增益頻寬。不過，這些元件為低於2kHz的訊號進行了內部最佳化，可大幅減少功耗，在高於50V/V的增益配置時，需進行外部補償。值得注意的是，高開環增益可實現兩個目標：1. 感測器增益要求獲得微小的感測器訊號，該訊號能被A/D轉換器精確地測量到；2. 其餘的增益需保持動態精密度。

圖2是一個熱電堆應用實例。

圖2：熱電堆放大器實例

當暴露在高紅外輻射時，這個元件可輸出幾毫伏的滿電壓。在這個電路中CS3001所提供的增益是650V/V(56dB)，結果可產生約1.5V的滿訊號，有超過140dB(最小)的增益裕量以保證線性誤差。如此A/D轉換器的測量精密度將可超過17位元。

作者：Richard Wegner

基於USB的數據採集設備嶄露頭角

USB的普遍採用以及USB規格的最新改進對於測量和自動化等許多其他應用也是很有幫助的，本文討論USB及其在實現測量系統中的有效性的更多細節。

通用串列匯流排(USB，Universal Serial Bus)最初是為了將鍵盤、滑鼠等週邊設備連接到PC而設計。近年來，USB的應用日益廣泛。大部份PC和可攜式電腦都配備有USB，而且目前的大部份作業系統都支援USB。事實證明，USB的普遍採用以及USB規格的最新改進對於測量和自動化等許多其他應用也是很有幫助的。

傳統上，數據採集系統由獨立的機箱設備通過串列埠或GPIB介面與電腦連接組成。隨著基於電腦的測量技術的出現，數據採集設備可以通過PCI、ISA或PXI連接到PC的數據匯流排。現在，越來越多的測量系統包含有通過USB匯流排連接的測量設備。本文的後續部份將討論USB及其在實現測量系統中關於有效性的更多細節。

USB的技術特點

USB標準是為簡化週邊設備與電腦的連接而開發的。USB 1.1規格規定的最大傳輸速率為12Mb/s，但USB的最新發展已大幅提高了這個速度。

USB主機自動檢測何時某個新設備被添加上去，並查詢設備的身份，正確配置其驅動程式。由於匯流排拓樸結構的設計，一個埠最多可同時執行127個設備。相較之下，傳統的埠在每個埠只支援一個設備。通過增加連接器(hub)，可以在一個USB主機上添加更多埠，為更多的週邊設備設立連接。

USB 2.0規格根據傳輸速率將USB設備分為三類：

* 低速設備，例如鍵盤和滑鼠，工作在1.5Mb/s

* 全速設備，工作在12Mb/s

* 新的高速類設備傳輸速率可達480Mb/s，比USB1.1標準快40倍

USB 2.0和1.1規格相較，影響測試和測量設備的主要區別是，增加了低延遲480Mb/s傳輸，以及改進了主機軟體規格。但USB1.1相容設備不會被淘汰，因為所有的USB1.1設備都與USB2.0標準相容(它們被區分為全速或低速設備)。

除了速度上的變化之外，新的高速協議還包含了一些其他的不同。本文不打算深入研究USB2.0的技術細節，而將重點放在USB在測量應用中的使用方面。

USB具有易於嵌入的特點。即插即用(plug & play)特性使得USB設備的配置很簡便，由於與主機之間採用單根電纜連接，使USB設備非常可攜。這些優勢使得在數據採集中採用USB非常具有吸引力。

採用USB的測量應用

雖然目前市場上的大部份數據採集設備使用的是PCI或PXI匯流排，但USB匯流排正迅速流行起來。2003年VDC公司(Venture Development Corporation)一份關於數據採集發展趨勢的研究顯示，幾乎半數受訪者計畫在2007年前購買一件USB數據採集設備。雖然一般而言PCI和PXI數據採集設備具有更高的性能指標，但現在人們可以把USB數據採集與其他技術結合起來，在測量時充分發揮簡單、可攜和距離上的優勢。

表1：採用感應器即插即用技術來替代傳統數據採集系統時， 系統的組裝和配置步驟大幅減少。

USB比PCI和ISA等一些傳統的內部PC匯流排更容易使用。採用USB的設備可以熱拔插，免除了增減設備時必須關閉PC的麻煩。USB匯流排還具有自動的設備檢測能力，設備插入之後，作業系統軟體會自動地檢測、安裝和配置該設備。

高速數據和控制應用將得益於USB可以同步或非同步地進行數據傳輸的能力。同步傳輸時，USB通過基於時間的數據封包分發保證了頻寬。同步傳輸可以保證一次傳輸在規定的時間長度內完成，但不能保證傳輸中沒有誤碼。USB協議保證，請求了同步頻寬的設備在每一訊框中有預定數目的數據封包。數據量龐大的應用通常要求同步頻寬。

測量和控制系統往往需要對事件進行響應的能力。USB允許任何設備產生一個非同步事件。非同步傳輸能保證準確發送，具有緊急消息需要傳輸的設備可以被給予最高的優先等級。非同步傳輸應用包括發送控制消息和更改設備的參數。

USB和感應器即插即用簡化了數據採集

NI公司日前曾提出‘感應器即插即用’(Sensors Plug&Play)行動，並針對TEDS (Transducer Electronic Data Sheet，感應器電子數據表)感應器的IEEE 1451.4標準推出數據採集產品。透過採用感應器即插即用技術和新的USB數據採集設備，工程師和科學家們可以製作一個從感應器到軟體的完整的即插即用數據採集系統。目前已經有許多廠商提供經過預先測試可以無縫地與感應器即插即用硬體共同工作的感應器。

感應器即插即用與USB相結合，帶來的好處是不僅降低了成立和配置的成本，而且還降低了編程的成本。

下表顯示了在有和沒有感應器即插即用以及USB的兩種情況下，成立和配置一個數據採集系統過程的對比。表說明1：採用感應器即插即用技術來替代傳統數據採集系統時，系統的組裝和配置步驟大幅減少。由表可見，數據採集系統的成立時間可縮短50%。

USB和‘遠距離’數據採集應用

遠距離可能並不是USB技術的一項特性，因為USB規格將主機與設備之間，連接器與設備之間，以及主機與連接器之間的距離限制在5m之內。USB規格還限制總層數不超過7層，這意味著用戶可以通過最多使用5個連接器，將一個USB設備置於距離主機最遠為30m的位置。

不過，一些廠商開發出了新的技術，將主機與USB設備之間的距離擴展到了2km，同時仍然滿足USB規格。擴展距離的兩種主要方法為：

1) CAT5(乙太網路)電纜(100英呎到100m)：這類擴展器提供兩個元件，即一個本地元件(主機一側)和一個遠端元件(設備一側)，用CAT5電纜通過RJ45連接器進行連接。設備一側的元件起著遠端連接器的作用，而且常常具有多個埠。這是一種成本較低的USB擴展方案。提供這種技術的公司包括Network Technologies (NTI)和Icron Technologies等。

2) 光纖電纜(230英呎到2km)：這種方法採用與CAT5擴展器相同的概念，使用一個本地元件和一個遠端元件。不同的是在這種方案中，二者通過光纖電纜進行連接，傳輸距離更遠。這種方案的成本比CAT5更高。提供這種技術的公司包括Icron Technologies和Opticis等。

本文小結

對於可攜式測量或簡單測量，USB數據採集已成為新的首選。隨著USB數據採集設備繼續減少體積和降低功耗，它們也變得更加可攜和經濟。隨著USB On-The-Go和無線USB等新技術的出現，未來USB在測量和自動化領域的應用必定無可限量。

作者：Chandran Nair

利用差分霍爾元件實現齒輪速度測量

汽車等應用環境惡劣的條件下實現旋轉體的速度測量具有一定挑戰性，需要在考慮輻射干擾、電磁干擾和傳導干擾等因素的同時，確保測量的可靠性和測量精密度。本文綜合考慮了這些實際的環境因素，介紹了利用TLE 4921-3U實現齒輪速度測量的實現方法和實用的電路設計。

英飛凌科技在TLE 4921-3U上整合了兩個霍爾感測器、一個差分放大器以及評估電路，該元件只評估場強差異值，而不是絕對的場強值，這意味著溫度漂移、製造容差和磁場環境等因素對測量結果的影響可以降到最低。如果採用一個帶外部電容器的高帶通濾波器對測量訊號進行動態處理，將可進一步減少干擾影響。

該元件目的是在惡劣的汽車環境中應用。一個小的永久偏磁體需要用來感應各種形狀的鐵磁齒輪，正確的切換能確保檢測出輪齒和齒隙之間的最小場強差異。對於一個470nF的濾波電容器來說，典型的較低切換頻率大約為10Hz。TLE 4921-3U元件的封裝厚度為1mm，只有四個接腳。

功能設計

當該霍爾元件處在任何極性的?琠w磁場中時，其上的兩個霍爾感測器將產生同樣的輸出訊號。無論該磁場的絕對強度有多大，它們之間的差值總為零。然而，由於一個單元針對磁場集中的輪齒，另一個單元則針對一個齒隙，如果兩個霍爾單元之間存在磁場梯度，那麼將產生一個差值訊號，並在晶片上放大。實際上，這個差值體現了一個小偏移，它可由相應整合的控制機制來修正。這種動態差分原理使感測器表面與齒輪之間存在較大氣隙的條件下能保持高靈敏度。

如圖1所示，一個施密特觸發器用來對該訊號進行數位化，一個開集電極輸出電路提供輸出訊號。晶片上還整合了過壓保護、反極性保護和抗電磁干擾功能，因而可以應用在汽車中常見的惡劣環境。

工作方法

對於差值訊號的產生和評估，這?堨i以一個感應鐵磁齒輪這樣的典型應用來解釋。安裝在元件背面任何一端的一個永久磁體產生一個?琠w的偏置磁場，元件內的兩個霍爾感測器相隔2.5mm。如果一個感測器暫時面對一個輪齒而另一個面對齒隙，那麼該輪齒將作為一個磁通量聚集器，它透過該霍爾感測器增加了磁通密度，由此產生一個差分訊號。隨著齒輪的轉動，該差分訊號的極性將改變，改變的速度同輪齒與齒隙之間變換的速度一樣。

當過零點直接出現在該輪齒或齒隙的中心時，該輪齒的邊緣就會產生最大的差值。當該差值超過上限閾值時，TLE 4921-3U的輸出電晶體將切斷。這就是圖2中靠近接腳4的霍爾感測器2感應到該輪齒的情況。隨著差值降到下限閾值，電晶體打開，這就是靠近接腳1的霍爾感測器1感應到輪齒。

其上整合的高通濾波器利用一個時間常數來調節該差值訊號到零，該時間常數可由一個外部電容器來設定。這種方式只對那些以最低速率變化的差值進行評估(最低速率取決於電容器值)。輸出訊號在穩態下沒有限定，它所達到的精密度將允許存在小的切換磁滯和較大氣隙(最大3.5mm)。

齒輪、感應距離和角精密度

一個齒輪可由其類比數位來表徵：m=d/z。其中d是齒徑，z是輪齒數量。輪齒到輪齒的距離為T，齒距的運算公式為T=π×m。

當一個霍爾感測器面對一個輪齒而另一個霍爾感測器面對一個齒隙時，感應到的差值最大。該元件內兩個霍爾感測器的間隔為2.5mm，在類比數位為1，對應的齒距為3.14mm的條件下，該元件都可以感應到差值。如果該類比數位大於3或者齒輪不規則，將可能在一段較長時間內檢測不到足夠的差值，這意味著輸出訊號將不確定。

感測器和齒輪之間允許的最大距離是溫度、類比數位、磁體和速度的一個函數，速度可以用每次輪齒/齒隙轉變時在輸出端出現一個脈衝來表徵。

如果減少距離，將產生較大的有用訊號。因此，切換精密度可以隨感測器低/高轉變次數的增加而增加，這種低/高轉變可以代表齒輪的一個旋轉角度。

濾波器電容器

濾波器電容器在該霍爾元件的修正功能中起重要作用。如果一個應用需要工作在100攝氏度以上的溫度條件下，建議採用陶瓷電容器(X7R)。濾波電容器接腳和GND接腳之間的連接線要盡可能短。在濾波電容器接腳處的漏電流將引起切換閾值的漂移以及誤切換。切換閾值的漂移可以按下式運算：

其中I_L、S_C和R_C分別是漏電流、對ΔB的濾波器靈敏度和濾波器輸入阻抗，這些參數在數據手冊中都已給出。要特別注意選用高DC阻抗的電容器，同時要注意其封裝。漏電流可能出現在該連接之間的印刷電路板上，或者出現在一個有缺陷的電容器中，而且漏電流有可能是感測器功能失效的一個原因。

抑制供纜線路瞬態干擾

圖3所示為採用TLE 4921-3U的測量電路。濾波電容器C_F(470nF)直接連到接腳4，另外在供纜線路上加一個旁路電容器(C_S=4.7nF)，並採用一個300Ω的串聯電阻(測試脈衝5採用400Ω電阻)。某些應用不允許這樣高的串聯電阻，因為會引起供電電壓下降。如果採用50到150Ω的較小串聯電阻，那麼幾乎不會對下面的結果產生影響，僅對脈衝5會有些影響。由於其長達400ms的持續時間，這種所謂的負載突降(load-dump)脈衝會使TLE 4921-3U元件產生很高的功耗。如果沒有一個足夠大的串聯電阻，該元件也許會損壞。因此，最小的電阻必須適應有關應用的負載突降需求，反之亦然。另一種可供選擇的方法是在供纜線路上加一個抑制二極體，這樣就不必採用大串聯電阻。

輻射干擾

這個測試在一個TEM單元內進行，安裝有霍爾感測器的印刷電路板進行了最佳化。從測量結果可以看出在整個頻率範圍內，在高達160V/m的磁場內TLE 4921-3U的工作不受到影響。

為最佳化TLE 4921-3U的EMI性能，首先要考慮印刷電路板的佈局。下面的推薦依據的是內部測試該元件時獲得的EMI測量結果。

元件參數值

C_F=470nF 高通濾波電容器

C_S=4.7nF 可選的高頻旁路電容器

R _P =0~330Ω 與C_P形成電源線上的低通濾波器

C_P=4.7nF 防止電導耦合和快速干擾脈衝

R _q =33Ω 與C_q用來平滑訊號的下降沿

C_q=4.7nF

R_L=330Ω 負載電阻

以下是降低輻射干擾的最佳化措施：

1．接地(GND)：電路板上的基準點是霍爾元件的GND接腳。為了避免傳導干擾，到GND接腳的所有連線應該形成星形連接，否則抗干擾電磁的性能將會下降。

2．濾波電容器的連接：濾波電容器C_F和GND接腳之間的連線要盡可能短(最理想的情況是C_F的位置緊靠該霍爾元件)，而且要考慮到上面所提的到GND接腳的星形連接結構。否則，建議在C_F和TLE 4921-3U之間採用第二個較小的電容器(例如82nF)，其目的是縮短在C_F和各對應接腳之間的連線。這個措施僅適用於該霍爾元件附近只有很少可用空間的情況。

3．接地屏蔽：建議將該濾波電容器的GND連線延伸出去，作為該電容器到C接腳連接的一個接地屏蔽。

4．附加的RF旁路：RF旁路電容器C_S能夠進一步提高抗電磁干擾性能。

上面列舉的最佳化步驟的效果(其重要性依次下降)會根據系統的具體特徵(感測器、電纜和控制單元)而變化，並不是所有這些措施都需要採用，要根據具體的應用要求來定。

探測旋轉速度

輪齒感測器的輸出訊號是矩形波，開關狀態的每次改變代表從輪齒到齒隙的一次變換。對於矩形輪齒(例如類比數位2)和1到2mm的感應距離來說，訊號的佔空比幾乎為1:1。速度資訊的形式取決於具體的應用，可能為數位形式，也可能為類比電壓形式。

1. 類比評估

速度控制是傳統控制工程中最常見的任務。類比控制器(比例、比例積分和比例積分微分)針對的受控變量是正比於速度的電壓。獲得這個正比於速度的電壓的第一步就是感測器輸出訊號透過一個單穩態的邊沿觸發器轉換成一個方波訊號，其‘開’時間固定，‘關’時間可變(取決於速度)。第二步是進行線性平均，採用一個轉換係數使它正比於速度。

一個運動線圈儀表特別適合於速度的類比顯示，這在較低的截止頻率(一般為10Hz)情況下它是一個理想的平均器。

2. 數位評估

如果正比於速度的電壓以數位形式產生，或者相關的系統中有一個微電腦可作為數位控制器，那麼該速度很容易運算出來。

將齒輪感測器連接到一個微控制器的計數輸入端(例如，8051單片機上計數器0的外部輸入端)，透過計數確定時間窗口(T_window)內該感測器輸出高/低轉變的次數就可知道齒輪的旋轉速度。透過仔細確定這個時間窗口寬度，這個速度無須經過轉換就可直接產生‘每分鐘轉數(rpm)’值。例如一個具有15個輪齒的齒輪所需要的時間窗口是4秒。如果在該時間窗口內計數的脈衝是一個，這將對應1轉/分。同時，這也是可以達到的最高解析度。

然而，因為微控制器的工作頻率很高，所以設定長的時間窗口挺麻煩。如果你選擇一個較短的時間窗口，那麼該計數值必須乘一個修正係數，其比率在理想情況下和實際的窗口相配。不過，所達到的測量精密度和解析度最多只相當於這個係數。

例：

具有15個輪齒的齒輪，時間窗口是4秒。

實際的時間窗口是40毫秒，修正係數是100。

如果在這個設定的即時窗口內計數到一個脈衝，對應速度為100轉/分。

如果沒有脈衝，顯示值將為0。

由此，可以看出其測量底限可透過時間窗口的選擇來確定。

旋轉的感應檢測

1. 用邏輯電路實現

用兩個感測器就可簡單地實現旋轉感應的檢測。這些感測器應該安放在齒輪的圓周線上，以便它們的輸出訊號在相位上相差90度。這些感測器的切換順序透過一個邊沿觸發的D觸發器轉換成一個靜態的方向訊號，因為依據旋轉感應，一個感測器將比另一個感測器更早切換。

該動態齒輪感測器的輸出訊號只在速度高於最低速度時才有效，對於方向訊號也一樣。所以當一個齒輪被制動並接著開始朝反方向旋轉時，在停止點附近的輸出訊號和方向訊號並不一定正確。

2. 用軟體實現

切換序列也可由一個微控制器和軟體來實現評估。將這些感測器訊號連接到微控制器的兩個中斷輸入上，與此同時，可以用軟體監測較低的截止頻率。如果感測器訊號沒有超過該較低的截止頻率，那麼就不對它們進行評估。

作者：Ernst Katmaier

用新型溫度補償技術生產精密和緊湊的振盪器

壓控振盪器(VCXO)的溫度補償方法有類比和數位兩種，由於晶振本身和黏著時額外產生的寄生振盪耦合的影響，小型晶振都會受到微擾的影響。本文介紹的Pluto類比積體電路則可獲得最佳的晶振穩定性，從而能夠生產出精密和緊湊的振盪器。

壓控振盪器(VCXO)中的晶體要求在整個工作溫度範圍內保持最佳頻率穩定性，這種晶體的頻率－溫度性能很大程度上取決於晶體面的法線和晶軸間的夾角，晶體切向合適時，晶體的頻率－溫度性能的總漂移可以控制在±10ppm以內。這種反覆出現的頻率漂移可通過調節控制電壓來糾正，幾年前業界便已推出這種振盪器，通常稱為溫度補償晶振器(TCXO)；當用戶可進行電壓調節時，這種產品又稱為溫度補償壓控振盪器(TCVCXO)。　

溫度補償所需的三階溫度函數可以通過電熱調節器網路實現，並通過配置藉由測試選擇(SOT)的電阻來訂制每個晶振的性能。上世紀八十年代初，C-MAC就推出一種積體電路，可產生溫度的多項式函數電壓。不過仍然用SOT電阻來匹配需要補償電壓的多項式的各階。

上世紀九十年代初，隨著類比積體電路技術的發展，可通過增加非揮發性記憶體控制的數－模轉換器來取代SOT電阻。C-MAC推出一種裸片，可產生高達六階溫度多項式函數，從而可提供經穩定性更高的補償晶振，如圖1所示。

在TCVCXO中使用這種六階元件時，我們發現非線度和溫度均與電壓調節有關，哪怕稍稍調節頻率也會降低補償精確度，這種效應稱為牽引偏移，如圖2所示。仔細挑選匹配振盪器中的元件可獲得所需的線性度，不過這就意味著完全整合的小型TCVCXO無法獲得最高穩定性。此外，由於在整個工作溫度範圍內調節靈敏度會有所變化，因此無法完全避免補償精度的降低。因此，C-MAC開發了另一種新的補償技術，這種補償技術針對與電壓調節有關的線性度和溫度。除了大幅減少調節引起的誤差外，這些技術使得溫度補償為四階的Pluto裸片獲得原先六階技術才能實現的預調節精度。

C-MAC最新推出的一批TCXO和TCVCXO採用一種客戶訂制的Pluto類比積體電路。Pluto的電源電壓低至2.4V。如此小範圍的調節電壓需要使用與閥值接近的超陡特性變容二極體或MOSFET以獲得所需的牽引。由於超陡變容二極體通常不整合到電路中，而MOSFET的穩定性也無法達到要求，因此C-MAC通過在IC中整合一個電壓乘法充電泵來獲得較高的控制電壓。

調諧範圍還有一個局限性，即當通過變容二極體的平均偏移接近零時，振盪信號會被改變，從而使得這部份控制失效。C-MAC則採用了一種新技術，對變容二極體上的振盪信號進行調整，以便獲得一個永久的偏置電壓。當變容二極體反向偏置時，變容二極體上的信號電壓增加，這樣通常可更大程度地恢復原來調整時損失的牽引電壓，如圖3所示。

由於調節功能強，在工業及汽車業溫度範圍內，Pluto可獲得優於±0.25ppm的穩定性(這個結果已將其它調節納入考慮)，這使得振盪器適用於多個以前只有?溫晶振(OCXO)才適用的場合，包括Stratum 3和其它SDH/SONET時脈應用。

類比與數位補償的比較

類比和數位電路均可用於產生溫度補償信號。其局限性如下：類比電路難以實現複雜的功能；而數位電路則受元件間隔尺寸影響，太小的間隔有時會在鎖相環中引起問題。採用Σ-Δ技術或頻域等價算法可將數位化中固有的間隔問題會轉化成無法控制的噪音。不過，與類比系統相比，目前小間隔的數位系統所需的裸片尺寸大，功耗也大。此外，在小裸片上，由於數位處理時脈和振盪信號的相互作用，可能會產生寄生頻率。Pluto中採用類比技術來執行一個算法，可對通過小晶體和小尺寸獲得的穩定性進行優化。

小型TCVCXO在實際補償中的局限性

儘管正確切割的晶體中的頻率－溫度性能為第三階，不過由於晶振本身和黏著時額外產生的寄生振盪耦合的影響，幾乎所有的晶振都達不到理想情況。不過只有當標稱頻率和寄生頻率接近時，耦合效應才會非常明顯。由於寄生振盪模式與固有振盪的溫度系數相差頗多，並產生了較大的微擾，當溫度範圍較小時這種微擾可能僅僅是幾度(℃)的變化。

而對於常見的標稱頻率，在開發小型晶振時通常將這種微擾限制在±0.5ppm範圍內，而合格率較好的元件則限制在0.2ppm以內。原則上人們會認為可以對這些微擾進行補償，但實際作業起來有一定困難。在調節振盪器時，它的溫度會改變(調節500ppm時改變約1攝氏度)，此外也會隨時間和過程改變。多數情況下，可將這種微擾補償為原來的三分之一。然而，這種頻率微擾形式多變，因此需要採用複雜的公式對它進行補償，而在小裸片上是不現實的。

Pluto裸片可將所有其它的溫度相關誤差補償到±0.1ppm以內，剩餘的則主要為五階Chebyshev成分。由於在補償過程中將微擾納入了考慮，可以將整體補償控制到±0.25ppm以內。

作者：Hedley Rokos